機載高頻開關電源的設計研制
機載高頻開關電源產品特地用于輸入交流400Hz的場所，這是特意為了滿足軍用雷達、航空航天、艦船、機車以及導彈發射等特地用處所設計的。應用戶請求，研制出機載高頻開關電源產品對電子武器配備系統的國產化，突破國際封鎖，進步我軍配備的機動性，高性能都有重要的意義。
機上可供選擇的供電電源有兩種輸入方式：115V/400Hz中頻交流電源和28V直流電源。兩種輸入方式各有優缺陷，115V/400Hz電源動搖小，需求器件的耐壓相對較高;而28V直流電源卻相反，普通不能直接提供應設備部件運用，必需將供電電源停止隔離并穩壓成為需求的直流電源才干運用。機載電源的運用環境比擬惡劣，必需順應寬范圍溫度正常工作，并能禁受沖擊、震動、濕潤等應力挑選實驗，因而設計機載電源的牢靠性給我們提出了更高的請求。下面主要引見115V/400Hz中頻交流輸入方式所研制的開關電源，它的輸出電壓270～380Vdc能夠調理，輸出功率不小于3000W，環境溫度可寬至-40℃～+55℃，完整順應軍品級電源的需求。
系統構成及主回路設計
它的設計主要經過升壓功率因數校正電路及DC/DC變換電路兩局部完成。115Vac/400Hz中頻交流電源經輸入濾波，經過升壓功率因數校正(PFC)電路完勝利率因數校正及升壓預穩、能量存儲，再經過DC/DC半橋變換、高頻整流濾波器、輸出濾波電路以及反應控制回路完成270～380Vdc可調理輸出穩壓的性能請求。
升壓功率因數校正電路主要使輸入功率因數滿足指標請求，同時完成升壓預穩功用。本局部設計統籌功率因數電路到達0.92的請求，又使DC/DC輸入電壓恰當，不致使功率因數校正電路工作擔負過重，因而設定在330～350Vdc。
隔離式DC/DC變換器電路拓撲構造方式主要有以下幾種：正激、反激、全橋、半橋和推挽。反激和正激拓撲主要應用在中小功率電源中，不合適本電源的3000W輸出功率請求。全橋拓撲固然能輸出較大的功率，但構造相對較為復雜。推挽電路構造中的開關管電壓應力很高，并且在推挽和全橋拓撲中都可能呈現單向偏磁飽和，使開關管損壞。而半橋電路由于具有自動抗不均衡才能，而且相對較為簡單，開關管數量較少且電壓電流應力都比擬適中，故不失為一種合理的選擇。
DC/DC變換電路主要為功率變壓器設計，采用IGBT/MOSFET并聯組合開關技術和半橋電路均衡控制技術。經過火析計算，采用雙E65磁芯，初級線圈12匝，次級繞組圈15匝。
關鍵技術設計
1功率因數校正技術和無源無耗緩沖電路
具有正弦波輸入電流的單相輸入個功率因數校正電路在開關電源中的運用越來越普遍，圖2所示為升壓功率因數校正和無源無耗緩沖電路。
采用無源無耗緩沖電路，元件全部采用L、C、D等無源器件，既有零電流導通特性，又有零電壓關斷特性，比傳統的有損耗的緩沖電路元件少30%。緩沖電路元件包括L1、C1、C2、D1、D2和D3。
可用UC2854A控制主開關SWB，其緩沖電路是不需控制的，并且具有電路簡單的特性。其原理是將二極管DB反向恢復的能量和SWB關斷時貯存在C2中的能量在SWB導通時轉移到C1中。在SWB關斷時，L1中的儲能向C2充電，并經過D1、D2、D3轉移到CB中，同時也向CB放電，用這種電路完成了零電壓關斷和零電流導通，有效地減少損耗，進步了電路的效率和牢靠性。
該電路的主要特性是：
開關SWB上最大電壓為輸出電壓VL。
Boost二極管DB上最大反向電壓為VL+VE，VE值由IR、L1、C1及C2的相關值決議。
開關SWB上最大電流上升率由L1和V1決議，并且導通損耗和應力很小。
開關SWB上最大電壓率由C2決議，并且關斷功耗和應力很小。
在開關周期中，為取得電流和電壓上升率的控制而貯存在L1和C2中的能量最終又回到輸出電源中，這樣確保電路真正的無損耗工作。
2 IGBT/MOSFET并聯組合開關技術
與MOSFET相比，IGBT通態電壓很低，電流在關斷時很快降落到初始值的5%，但減少到零的時間較長，約1～1.5μs，在硬開關形式下會招致很大的開關損耗。在組合開關中，并聯MOSFET在IGBT關斷1.5μs后，拖尾電流已減少到接近零時才關斷。
這種技術因通態損耗很低而使得DC/DC變換器的效率很高。但需工作頻率相對較低，普通選取20～40kHz。由于半橋組合開關只需兩個開關，總的開關器件的數目少，使牢靠性顯著進步。
3半橋電路均衡控制技術
經過控制和調整 IGBT/MOSFET柵驅動的延遲時間可使半橋均衡，防止變壓器偏磁飽和過流，燒毀開關管。這在脈沖較寬大時，很容易完成。但當輕載或無載時，脈寬很窄(例如小于0.3μs)，此時的IGBT/MOSFET延遲已取消。因而在窄脈寬時，為堅持其均衡，我們采用了一個低頻振蕩器。當脈寬小于0.3μs時，振蕩器起振使PWM發作器間歇工作，堅持脈寬不小于0.3μs，以維持半橋均衡，使其在無載時能正常工作。
由于工作頻率較低，組合開關的開關損耗很小，通態損耗也很小。
4 多重環路控制電路
均勻電流形式控制系統采用PI調理器，需求肯定比例系數和零點兩個參數。調理器比例系數KP的計算準繩是保證電流調理器輸出信號的上升階段斜率比鋸齒波斜率小，這樣電流環才會穩定。零點選擇在較低的頻率范圍內，在開關頻率所對應的角頻率的1/10～1/20處，以取得在開環截止頻率處較充足的相位裕量。
另外，在PI調理器中增加一個位于開關頻率左近的極點，用來消弭開關過程中產生的噪聲對控制電路的干擾。
控制電路的中心是電壓、電流反應控制信號的設計。為了保證在系統穩定性的前提下進步反響速度，設計了以電壓環為主的多重環路控制技術。電流環響應負載電流變化，并且有限流功用。設計電路增加了對輸出電感電流采樣后的差分放大，隔直后參加到反應環中參與控制，調理器增益可經過后級帶電位器的放大環節停止調理。這樣電源工作在高精度恒壓狀態下，輸出動態響應，使電源在負載突變的狀況下，沒有大的輸出電壓過沖。
5進步散熱效果，降低熱阻
為了減小整機體積，到達合理的功率密度，采用了強迫風冷方式。關于風冷散熱器來說，風速的大小直接關系到散熱效果的優劣。由于請求前后通風，在設計時應思索：
保證風速到達一定的請求(V= 6m/s)，并思索風壓的影響。當風壓低于散熱器壓頭損失時，冷卻風基本就吹不過去或風速很低，達不到進步散熱率的目的。
由于散熱器及翼片間隙同風道與散熱器間隙有很大差異，當風壓過低時，能夠在進風口散熱器與風道的間隙間加擋流柵板或喇叭型的進口，強迫風從散熱器的翼片間流過。
升壓電感、主變壓器、輸出濾波電感成一排固定在散熱器上半部，主板固定在散熱器下半部;主板上的功率器件如功率開關管、輸出整流管經過鋼板壓條固定在散熱器上，主板上半部放質低元器件、下半部放置高元器件，風扇放置在散熱器前中上位置并固定在前面板上，采用行進風后出風方式。
軍用高頻開關電源產品不但要思索電源自身參數設計，還要思索電氣設計、電磁兼容設計、熱設計、構造設計、平安性設計和三防設計等方面。由于任何方面哪怕是最微小的忽略，都可能招致整個電源的解體，所以我們應充沛認識到軍用高頻開關電源產品牢靠性設計的重要性。
2和D3。
可用UC2854A控制主開關SWB，其緩沖電路是不需控制的，并且具有電路簡單的特性。其原理是將二極管DB反向恢復的能量和SWB關斷時貯存在C2中的能量在SWB導通時轉移到C1中。在SWB關斷時，L1中的儲能向C2充電，并經過D1、D2、D3轉移到CB中，同時也向CB放電，用這種電路完成了零電壓關斷和零電流導通，有效地減少損耗，進步了電路的效率和牢靠性。
該電路的主要特性是：
開關SWB上最大電壓為輸出電壓VL。
Boost二極管DB上最大反向電壓為VL+VE，VE值由IR、L1、C1及C2的相關值決議。
開關SWB上最大電流上升率由L1和V1決議，并且導通損耗和應力很小。
開關SWB上最大電壓率由C2決議，并且關斷功耗和應力很小。
在開關周期中，為取得電流和電壓上升率的控制而貯存在L1和C2中的能量最終又回到輸出電源中，這樣確保電路真正的無損耗工作。
2 IGBT/MOSFET并聯組合開關技術
與MOSFET相比，IGBT通態電壓很低，電流在關斷時很快降落到初始值的5%，但減少到零的時間較長，約1～1.5μs，在硬開關形式下會招致很大的開關損耗。在組合開關中，并聯MOSFET在IGBT關斷1.5μs后，拖尾電流已減少到接近零時才關斷。
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